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如何組合使用低通濾波器和ADC驅動器獲取20V p-p信號

作者:Philip Karantzalis,高級應用工程師和Frances De La Rama,產品應用工程師時間:2023-04-23來源:電子產品世界收藏

問題:

為何要組合使用(LPF)和模數轉換器()驅動器?

本文引用地址:http://www.kongbao21.cn/article/202304/445883.htm

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答案:

為了減小模擬信號鏈的尺寸,降低其成本,并提供抗混疊保護(采樣頻率周圍頻段中的ADC輸入信號不受數字濾波器保護,必須由模擬(LPF)進行衰減)。20 V p-p LPF驅動器一般用于工業、科技和醫療(ISM)設備中,該設備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統的20 V p-p信號范圍進行數字化處理。 

簡介

通過驅動ADC實現優化的混合信號性能,這是一大設計挑戰。圖1所示為標準的驅動器ADC電路。在ADC采集期間,采樣電容將反沖RC濾波器中指數衰減的電壓和電流?;旌闲盘?/span>ADC驅動器電路的最佳性能受到多個變量影響。驅動器的建立時間、RC濾波器的時間常數、驅動阻抗,以及ADC采樣電容的反沖電流在采樣時間內相互作用,導致產生采樣誤差。采樣誤差隨著ADC位數、輸入頻率和采樣頻率的增大而增大。 

標準ADC驅動器具有大量實驗數據樣本,可用于可靠的設計流程。但缺乏實驗數據來引導進行驅動ADC設計。本文介紹集成模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅動器的LPF驅動器電路(參見圖2)。 

1列出了圖2所示電路的性能變量。下方的實驗室數據和分析旨在引導說明,給出圖2所示的電路的時間和頻率響應限值。 

1.2所示電路的性能變量

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實驗室數據和分析 

信噪比(SNR)和總諧波失真(THD)是衡量系統動態性能的兩個重要參數。能否實現最佳性能,取決于ADC和信號調理級的組合,在本文中,后者包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖2所示的LPF驅動器電路的–3 dB帶寬和建立時間會有所不同,有關SNRTHD的測量值,請參見表2至表5。本文將會探討受測變量和這些變量對系統性能的影響。 

低通濾波器–3 dB帶寬

比較信號帶寬為1 MHz2 MHz0.5 MHz時系統的性能。–3 dB點分別為558 kHz、1 MHz、和2.3 MHz,性能如表2所示。將截止頻率降低至558 kHz,LPF噪聲帶寬隨之降低,但SNR提高。將截止頻率增大至1 MHz2.3 MHz,LPF驅動器建立時間縮短,THD降低。 

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1.標準ADC驅動器和RC濾波器。 

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2.LPF驅動器和ADC電路。 

2.R = 750 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

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更改圖2所示的RC可以更改截止頻率。使用C電容來設置截止頻率時,LPF驅動器THD更低;R電阻值降低,有助于略微改善SNR;如表3所示。 

3.R = 412 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能 image.png

設置RQ電阻2

LPFRQ電阻可設置時間響應。RQ越高,過沖越大,建立時間越長。RQ越低,過沖越小,建立時間越短。圖3顯示使用150 ?75 ? RQ電阻時對應的LPF瞬態響應。我們測試了使用不同的RQLPF驅動器的性能,測試結果如表4所示。 

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3.不同的RQ值對應的過沖和建立時間。 

4.不同的RQ值對應的LPF驅動器性能

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根據實際測量得出的數據,使用75 ?150 ? RQSNRTHD性能沒有明顯影響,只是影響過沖和建立時間的一個因素。 

ADC采樣速率

5中的數據顯示,如果使用LTC2387-18,在10 MSPS時系統的THD性能低于15 MSPS時(在10 MSPS時,圖2中的RC驅動器電容C3C4的值為180 pF)。 

注:在10 MSPS時,LTC2387-18LTC2386-18的采樣時間分別為61 ns50 ns。 

5.采樣速率為10 MSPS15 MSPS時的LPF驅動器性能

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RC濾波器

驅動器和ADC之間的RC濾波器用于限制帶寬,確保實現寬帶寬低噪聲,且實現更優的信噪比。RC數值決定–3 dB截止頻率。降低R有時可能導致響鈴振蕩和不穩定。增大R會增大采樣誤差。使用更低的C值,會導致更高的電荷反沖,但充電時間更快。使用更高的C值,可以降低電荷反沖,但充電時間會變慢。此外,設置RC值是確保在給定的采樣時間內獲取穩定樣本的關鍵。使用數據手冊的推薦值和精密ADC驅動器工具給出的建議值會是一個非常不錯的起點。 

精密ADC驅動器工具是一款綜合工具,可以幫助預測在驅動器和ADC之間使用不同的RC值系統的性能??梢允褂眠@款工具檢查的參數包括電荷反沖、采樣誤差和采樣時間。 

使用25 ?180 pF RC實現更低的–3 dB截止頻率時,輸入信號建立時間和電荷反沖會受到影響。要實現更低的–3 dB截止頻率,并確保輸入信號在采集時間內正確建立,我們可能需要使用更低的采樣速率。根據LTC2387-18數據手冊,采樣時間通常是周期時間減去39 ns。在15 MSPS使用LTC2387-18時,采樣時間為27.67 ns,在10 MSPS使用此器件時,采樣時間為61 ns。 

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4.使用不同采樣速率時的電荷反沖、RC_Tau、采樣時間(a) 15 MSPS采樣速率,LTC2387-18使用建議的RC25 Ω82 pF),(b) 15 MSPS采樣速率,LTC2386-18使用建議的RC25 Ω180 pF),(c) 10 MSPS采樣速率,LTC2386-18使用建議的RC25 Ω180 pF。 

借助精密ADC驅動器工具,圖4a4c匯總列出了使用不同的RC值時對應的反沖差值和RC時間常數(Tau),以及采樣速率為10 MSPS15 MSPS時的采樣時間。圖4a顯示LTC2387-1815 MSPS采樣速率下,使用推薦RC值(25 ?82 pF)時的建立響應。圖4b顯示在C180 pF時,得出的RC時間常數更高,這導致在15 MSPS采樣速率、27.6 ns采樣時間內輸入信號無法建立。圖4c使用與圖4b相同的RC值(25 ?180 pF),但在使用10 MSPS采樣速率、采樣時間增加至61 ns之后,信號能夠建立。 

LPF驅動器電阻選擇

可以通過更改RC來實現LPF驅動器的–3 dB截止頻率。電阻噪聲是系統總噪聲的組成部分。根據噪聲計算公式,從理論上來說,降低電阻值可以降低電阻噪聲。為了進行驗證,我們嘗試了兩個不同的電阻值作為LPF驅動器R,分別是750 ?412 ?。從理論來說,R更低時得出的SNR應該更佳,但從實際獲得的數據來看,如表2和表3所示,SNR并無很大改善,相反,這會對THD性能產生更大影響。 

LPF電阻(圖1中的R)越低,放大器所需的電流越大。使用更低的電阻值時,運算放大器的輸出電流高于最大線性驅動電流。 

放大器驅動器選擇

在選擇要使用的ADC驅動器時,實現器件最佳性能所對應的規格至關重要。我們使用兩個ADC驅動器來收集數據,分別是ADA4899-1LTC6228。這些ADC驅動器非常適合用于驅動LTC2387-18,后者用于進行實驗室測量。在選擇ADC驅動器時考慮的一些規格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅動能力。根據已完成的測試,從THDSNR這兩個方面來看,ADA4899-1LTC6228的性能差異可以忽略。 

LPF設計和應用指南

5顯示LPF電路。5個相同電阻(R1R5)、1個用于調節LPF時間響應的電阻(RQ)、2個相同的接地電容(C1C2),以及1個數值為接地電容1/10的反饋電容(C3),這些器件構成了LPF無源組件(±1%電阻和±5%電容)。 

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5.LPF電路。 

簡單的LPF設計流程(注1

R1R5 = R,C1C2 = C。 

要盡量降低失真,電阻R1R5的值必須在600 ?750 ?范圍內。 

?      設置R = 750 ?

?      C = 1.5E9/f3 dB最接近標準的5%電容pF),f3 dBLPF –3 dB頻率2

?      例如:如果f3 dB1 MHz,那么C = (1.5E9)/(1E6) = 1500 pF

?      C3 = C/10

?      RQ = R/5R/10(注34 

1.簡單的濾波器設計只需要一個計算器,無需使用非線性s域公式。 

2.如果R = 619 ?,那么C = 1.8E9/f3 dB,f3 dBLPF –3 dB頻率。 

3.RQ = R/5,用于實現最大阻帶衰減,RQ = R/10,用于實現低過沖和快速建立時間。 

采用RQ/5RQ/10時,在10× f–3 dB時,阻帶衰減分別為–70 dB–62 dB。 

4.如果RQ = R/10,–3 dB頻率比RQ = R/5時低7%,也就是說,R1R5等于RQ/5R0.93。 

5.LPF驅動器差分輸出至ADC輸入的PCB線路距離為1'’或更低。 

6.LPF運算放大器的VCCVEE分別為6 V–1 V,輸出線性電壓擺幅為0 V4.098 V。 

結論

根據表2至表5SNRTHD數據,我們可以了解圖2所示電路的性能。通過增大電容來降低LPF帶寬,這會增大SNR(降低LPF噪聲帶寬)。LPF帶寬越低,失真程度越高(因為LPF建立時間比實現最低采樣誤差所需的時間長)。此外,如果LPF電阻值太低,THD會隨之降低,因為LPF運算放大器需要驅動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻(運算放大器輸出電流更高時,失真程度降低)。 

LTC2387-18 ADC采用10 MSPS采樣頻率時,LPF通帶必須為1 MHz或高于1 MHz,以盡可能降低THD。將LPF設置為1 MHz,是對SNR、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協。 

設計參考:ADI的精密ADC驅動器工具

精選器件 

運算放大器

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模數轉換器

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致謝

主要顧問: 

混合信號部門的高級應用工程師Guy HooverClarence Mayott。 

精密ADC驅動器工具設計師Anne Mahaffey。 

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關于ADI公司

Analog Devices, Inc. (NASDAQ: ADI)是全球領先的半導體公司,致力于在現實世界與數字世界之間架起橋梁,以實現智能邊緣領域的突破性創新。ADI提供結合模擬、數字和軟件技術的解決方案,推動數字化工廠、汽車和數字醫療等領域的持續發展,應對氣候變化挑戰,并建立人與世界萬物的可靠互聯。ADI公司2022財年收入超過120億美元,全球員工2.4萬余人。攜手全球12.5萬家客戶,ADI助力創新者不斷超越一切可能。 

關于作者

Philip Karantzalis1973年就一直從事模擬信號電路和系統的測試和設計工作。他于1986年加入ADI公司信號調理部門,為數據采集、RF調制器、解調器和混頻器、ADC和高精度測試系統提供基帶信號設計。Philip目前擔任ADI公司精密系統部的高級應用工程師。作為紐約市RCA電子學院的一名畢業生,曾在舊金山州立大學學習高等數學。 

Frances de la Rama2007年加入ADI公司公司,擔任技術員。2014年至2019年通過ADI的繼續教育計劃(CEP)攻讀電子工程學位,他畢業于菲律賓科技大學達義分校。2019年成為菲律賓開發中心(PDC,前身為設計、布局和應用)的一員,隸屬于ADI產品應用團隊。在早期的工作中,他主要負責線性產品和解決方案,側重于放大器領域;現在,他主要從事以ADBT100x為核心產品的電池化成和測試(BFT)工作。



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